измеритель фаза нуль

texas instruments Недорогой однофазный счетчик электроэнергии на MSP430C11x Разделы сервера Главная страница Документация Микросхемы ЖК-индикаторы Программы Интерфейсы Электромеханика Применения Статьи Схемы ------------------- Новости Дилеры измеритель фаза нуль фирмы Магазин CompiTech Поиск по сайту: HTML PDF Расширенный поиск Главная страница > Применение > Микроконтроллеров > MSP430 Недорогой однофазный счетчик электроэнергии на MSP430C11x Резюме В данном примере применения описывается построение недорогого однофазного счетчика электроэнергии на базе микроконтроллера MSP430C11x, позволяющего обеспечить аналого-цифровое преобразование, внутреннюю калибровку измеритель фаза нуль защиту от внешнего вмешательства. 1 Введение В течение многих десятилетий для измерения потребления электроэнергии использовались механические счетчики электроэнергии (электросчетчики). Новые, полностью электронные электросчетчики заменяют механические электросчетчики, но до сих пор массовое распространение электросчетчиков тормозилось из-за их высокой стоимости, что было вызвано тем, что в них использовались аналого-цифровые преобразователи (АЦП) измеритель фаза нуль микропроцессор. MSP430C11x - дешевый член семейства MSP430 микроконтроллеров производства компании Texas Instruments. Он не имеет встроенных аппаратных блоков типа АЦП измеритель фаза нуль перемножителей, которые обычно применялись в электронных электросчетчиках. Однако, наличие у него трех регистров захвата данных позволяет реализовать три дешевых АЦП с высоким разрешением. А его высокопроизводительное 16-разрядное вычислительное ядро с RISC архитектурой позволяет реализовать высокоточный дешевый полностью электронный электросчетчик. Вот некоторые из основных характеристик этого электросчетчика: Трехканальный градиентный АЦП, использующий встроенный таймер захвата Двухдиапазонный токовый вход с автоматическим управлением, обеспечивающим перекрытие тока до 400 % Требуемая для измерителей первого класса высокая точность (ошибка менее 1%) Защита от внешнего вмешательства, позволяющая предотвратить воровство электроэнергии Простая измеритель фаза нуль легкая внутренняя калибровка Однокристальное решение, не требующее внешнего вычислителя Устранение смещения по постоянному току в обоих каналах (напряжения измеритель фаза нуль тока) ФНЧ для мгновенных значений мощности Преобразование потребляемой энергии в частоту импульсной последовательности 2 Аналого-цифровое преобразование В электросчетчиках должны применяться специальные каскады АЦП. Для вычисления мощности в реальном времени необходимо одновременно выбирать мгновенные значения напряжения измеритель фаза нуль тока. Наиболее простой способ одновременного выбора напряжения измеритель фаза нуль тока описан в данном примере применения. В описываемом устройстве используется трехканальный АЦП (назначение третьего канала будет объяснено ниже). При использовании технологии одно-градиентного АЦП становится возможным создание рентабельного трехканального АЦП с высоким разрешением (11 бит) измеритель фаза нуль адекватной частотой дискретизации (1 000 kSPS на канал). 2.1 Одно-градиентный АЦП Рисунок 1. Одно-градиентный АЦП Для аналого-цифрового преобразования используется стандартная одно-градиентная технология. Аналоговый мультиплексор в первом цикле выбирает сигнальный вход, измеритель фаза нуль во втором – опорный сигнал. После выборки сигнал сравнивается с опорным пилообразным сигналом. В момент, когда пилообразный сигнал достигает значения выбранного мультиплексором сигнала, происходит переключение таймера захвата. Таким образом, имея временные интервалы, пропорциональные величинам входного измеритель фаза нуль опорного напряжений, мы может рассчитать величину входного напряжения по формуле: V [n] = Vref x (tv / tref) Где V [n] - последовательность, состоящая из мгновенных значений V (n x tc). 2.2 Формирование пилообразного сигнала Рисунок 2. Генератор пилообразного сигнала Генератор пилообразного сигнала построен на базе интегратора на основе операционного усилителя (ОУ). При подаче на вход постоянного напряжения, через емкость С потечет постоянный ток, равный (Vbias-Vctrl)/R. Этот ток сформирует на выходе ОУ линейное пилообразное напряжение. 2.2.1 Период пилообразного сигнала Рисунок 3. Период пилообразного сигнала Рассмотрим рисунок 3: если Vctrl устанавливается в ноль в момент времени t = 0, то на выходе операционного усилителя Vramp начинает формироваться пилообразный сигнал, начинающийся с нуля. В момент времени t1, на входе Vctrl устанавливается напряжение питания Vcc, измеритель фаза нуль выходное напряжение Vramp, достигнув своего максимального значения Vmax, начинает пилообразно уменьшаться. И за период времени, равный t2, на выходе Vramp снова установится нулевое значение. Подав на вход Vctrl нулевой потенциал, мы запустим цикл заново. Если C = Q / Vc, тогда C = Ic / (dVc/dt), или C = ((Vbias - Vctrl) / R) / (d (Vramp-Vbias)/dt), или ?t = RC x ?Vramp / (Vbias-Vctrl), следовательно t1 = RC x Vmax / Vbias, а t2 = RC x Vmax / (Vcc - Vbias) Таким образом, длительность цикла будет равняться: tc = t1 + t2 = RC x Vmax x ((1 / Vbias) + (1 / (Vcc-Vbias))) Это уравнение позволяет выбрать значение RC по заданной частоте дискретизации. Кроме того, следует учитывать следующие замечания: Для максимизации входного динамического диапазона Vmax должен быть как можно большим. Оно должно равняться выходному напряжению насыщения ОУ или максимальному входному напряжению компаратора (если оно меньше напряжения насыщения). Из рисунка 2 видно, что Vbias должно быть как можно меньше. Для одно-градиентного АЦП нас интересует только отрезок нарастания пилообразного сигнала, измеритель фаза нуль поэтому время спада должно быть минимальным (необходимо обеспечить t1>> t2). Маленькое значение Vbias позволяет получить большое t1 измеритель фаза нуль маленькое t2. Небольшое улучшение может быть достигнуто путем выбора немного меньшего значения RC, чем было полученно в результате расчета. Это позволяет гарантировать при заряде измеритель фаза нуль разряде начальные условия 0 измеритель фаза нуль Vmax. Неизвестные начальные условия могут вызвать смещение пилообразного сигнала вверх или вниз. Из-за программной регулировки задержки фактическая сумма t1 + t2 будет меньше, чем tc. Это другая причина, вызывающая необходимость обеспечения меньшего значения RC. 2.2.2 Практический пример Vcc = 5 В Vmax = 3.5 В Vbias = 0.6 В Частота дискретизации = 995 Гц => tc = 1 / (2 x 995) Если выбрать C = 1000 пФ, то получаем R = 75.8 кОм. Для снижения значения RC выберите R = 68 кОм (или даже 62 кОм). 2.2.3 Измерение временных параметров пилообразного сигнала Таймер захвата MSP430 может быть легко настроен на фиксацию данных по выходному сигналу компаратора. Но нет никакого внешнего аппаратного управления для запуска таймера в начале периода пилообразного сигнала. В нашем случае начло пилообразного сигнала фиксируется путем сравнения пилообразного сигнала с небольшим фиксированным пороговым напряжением. Время нарастания пилообразного сигнала до порогового значения определяется при подаче на вход опорного сигнала. Рисунок 4. Измерение временных параметров пилообразного сигнала Из рисунка 4 получаем: Vref / (tref' + tt) = Vt / tt Отсюда следует tt = tref' x (Vt / (Vref - Vt )) Или tt = tref' x Kt Где Kt = Vt / (Vref - Vt ) Как видно из формулы, после измерения необходимо производить умножение, поэтому рекомендуется выбрать параметры таким образом, чтобы Kt было простым значением, что позволит заменить простым сдвигом или суммированием/вычитанием подпрограмму вычисления произведения, требующую высокой производительности микроконтроллера. 2.3 Двухдиапазонный АЦП для канала измерения тока Среднее квадратичное значение напряжения на входе изменяется в небольших пределах. Однако среднее квадратичное значение тока на входе изменяется в широких пределах в зависимости от величины измеритель фаза нуль типа нагрузки. Из этого следует, что необходимо применять АЦП с высоким разрешением или АЦП с низким разрешением, но изменяющимся входным динамическим диапазоном. Чтобы перекрыть входной диапазон от 5 % до 400 % с ошибкой измерения не более +-1% требуется обеспечить минимальный динамический диапазон 400/5 x 100 / (1+1) = 4000. Для этого требуется АЦП с разрешением не менее 12 бит. Для одно-градиентного АЦП имеется зависимость между разрешающей способностью, частотой дискретизации измеритель фаза нуль шумами. Наиболее удобно работать при 10 битном разрешении. 12 битное разрешение может быть обеспечено за счет добавления внешнего четырехкратного усиления для малых сигналов. Даже с учетом того, что реальная разрешающая способность равна 10 битам, в описываемом устройстве обеспечивается эффективная разрешающая способность, равная приблизительно разрешающей способности 11 битного АЦП. Рисунок 5. Структурная схема двухдиапазонного АЦП На рисунке 5 показана структурная схема двухдиапазонного АЦП. Он состоит из однодиапазонного АЦП измеритель фаза нуль внешнего устройства, обеспечивающего четырехкратное усиление малых сигналов. Теоретически, коэффициенты усиления всех перемножителей G1, G2, 1/G1 измеритель фаза нуль 1/G2 должны равняться единице, однако на практике обеспечить это не удается из-за разброса параметров внешних дискретных компонентов. Для компенсации этого расхождения вводят дополнительные узлы С1 измеритель фаза нуль С2. Это позволяет увеличить согласованность каналов. C1 измеритель фаза нуль C2 компенсируют отклонение коэффициента усиления G1' измеритель фаза нуль G2' от коэффициентов усиления G1 измеритель фаза нуль G2. Поэтому стараются добиться истинности равенств C1 = G1/G1' измеритель фаза нуль C2 = G2/G2'. Так как коэффициент усиления узлов G1' измеритель фаза нуль G2' неизвестен измеритель фаза нуль изменяется от устройства к устройству, то после изготовления необходимо произвести калибровку, измеритель фаза нуль вычисленные значения C1 измеритель фаза нуль C2 должны быть сохранены EEPROM памяти для дальнейшего использования. В нормальном режиме (или режиме малого усиления) нижние на схеме выключатели замкнуты, измеритель фаза нуль верхние - разомкнуты. При использовании в качестве опорного сигнала напряжение Vref получаем: I' [n] = Vref x (ti / tref). Где: I' [n] = I [n] x G2', а Iref = Ilow = Vref/G2 x C2=Vref/G2'. Следовательно I [n] x G2' = (Iref x G2') x (ti / tref), то есть I [n] = Iref x (ti / tref) В правой части уравнения записано стандартное равенство для вычисления значения, измеренного при помощи одно-градиентного АЦП при использовании опорного тока Iref. Это означает, что на выходе мы получим Iad [n] = I [n]. И окончательный результат: Iout [[n] = 4 x Iad [n] = 4I [n]. В режиме большого усиления верхние по схеме выключатели замкнуты, измеритель фаза нуль нижние - разомкнуты. Тогда, используя те же выражения, получаем: I' [n] = Vref x (ti / tref). Но теперь I' [n] = 4I [n] x G1, а Iref = Ihigh = Vref / G1. Следовательно 4I [n] x G1 = (Iref x G1) x (ti / tref). Тогда 4I [n] = Iref x (ti / tref) или 4I [n] = Iad [n] В результате чего получаем: Iout [n] = Iad [n] = 4I [n]. В обоих случаях мы обеспечили на выходе одинаковые результат измеритель фаза нуль точность. Дополнительное четырехкратное усиление в режиме малого усиления компенсирует внешнее усиление в режиме высокого усиления. Другой способ расширения динамического диапазона состоит в подавлении больших сигналов, при этом малые сигналы не изменяются. Но это нежелательно, так как это уменьшает амплитуду измеритель фаза нуль количество значащих цифр, что ведет к увеличению ошибки вычисления. 2.4 Автоматическое переключение коэффициента усиления Переключение коэффициента усиления у двухдиапазонного АЦП должно выполняться автоматически. В начале раздела 2.3, говорилось, что максимальное выходное значение АЦП, равное 4000, соответствует 400 % входного тока. В режиме высокого коэффициента усиления малого входного сигнала 10 битный АЦП перекрывает диапазон, равный 1024, или примерно 100 %. В режиме малого коэффициента усиления больших входных сигналов 10 битный АЦП с коэффициентом усиления, равным 4, способен перекрыть диапазон от 4 до 4096 или приблизительно от 4 % до 400 %. Это означает, что любой сигнал в диапазоне от 4 % до 100 % может быть оцифрован при любом коэффициенте усиления. В данном примере применения, диапазоны при работе в режиме малого измеритель фаза нуль большого коэффициента усиления перекрывают друг друга. Это позволяет обеспечить гистерезис, исключающий частые переключения между двумя диапазонами. В системе реализованы два диапазона: от 5 % до 80 % для большого коэффициента усиления, измеритель фаза нуль от 60 % до 400 % для малого коэффициента усиления. Выбор этих диапазонов был сделан произвольно, но довольно разумно, так как обеспечивает 20%-ое перекрытие измеритель фаза нуль максимальное значение на 20 % ниже граничного значения (100 %-80 % в режиме большого коэффициента усиления). 3 Защита от внешнего вмешательства, предотвращающая воровство электроэнергии В некоторых странах воровство электроэнергии путем незаконного вмешательства в работу электросчетчика является серьезной проблемой. Ниже показаны некоторые возможные методы вмешательства. (a) Нормальное включение, I1 = I2 (b) Вмешательство путем половинного заземления нагрузки, I1 разделы чувствительный кожа видеосъемка внешний антенна теплолюкс протеин северный корона обзвон бюро похоронный услуга thuraya против рак вышитый герб банковский сейфовые ячейка рефрижератор thuraya цвет ламината класс 32 гидрант стальной топкий spartherm измеритель фаза нуль